С. КОСЕНКО, г. Воронеж
Хорошо известно, что активная мощность, потребляемая нагрузкой от источника переменного тока, далеко не всегда равна произведению эффективного значения тока на эффективное значение напряжения. Многие считают, что это относится только к нагрузкам с реактивной составляющей сопротивления, создающей фазовый сдвиг между законами изменения тока и напряжения. При подсчете мощности реактивность нагрузки учитывают еще одним сомножителем - коэффициентом мощности, равным косинусу угла сдвига фазы (cos Фи). Чем меньше этот сдвиг, тем ближе к единице этот коэффициент.
Однако к уменьшению коэффициента мощности приводит и нелинейность нагрузки, причем это явление со сдвигом фазы не связано. Типичный пример - обычный выпрямитель. Потребляемый им ток имеет импульсный характер, протекая только в интервалах времени, когда мгновенное значение переменного входного напряжения больше напряжения на сглаживающем конденсаторе и диод (или диоды) выпрямителя открыт. Амплитудное и эффективное значения этого тока намного больше среднего тока нагрузки, а коэффициент мощности значительно ниже единицы. Чтобы увеличить этот коэффициент, необходимо максимально приблизить форму потребляемого тока к синусоидальной.
Схема одного из вариантов устройства, выполняющего эту операцию и называемого корректором коэффициента мощности, изображена на рис. 1. Он построен на специализированной микросхеме-контроллере L6562 фирмы STMicroelectronics. Полезно ознакомиться с описанием предшественника этого контроллера L6561 и их сравнительными данными .
ККМ представляет собой однотактный импульсный повышающий преобразователь напряжения с накоплением энергии в магнитопроводе трансформатора Т1 и последующей ее передачей в нагрузку.
Основные технические характеристики
Входное переменное (50 Гц)
напряжение, В.........220±20 %
Коэффициент мощности, % .......96
Коэффициент гармонических искажений входного тока, % ..............8
Выходное постоянное напряжение, В.................400
Мощность нагрузки, Вт...........80
КПД, %.........................96
Нa вход преобразователя через фильтр высокочастотных помех (двухобмоточный дроссель L1 с конденсаторами CI- С4) и выпрямительный мост VD1 поступает пульсирующее с частотой 100 Гц напряжение U„. Конденсатор С5 сравнительно небольшой емкости не сглаживает пульсации выпрямленного напряжения, а лишь замыкает цепь протекания высокочастотных составляющих входного тока преобразователя Il, уменьшая их проникновение в сеть и влияние импеданса сети на работу ККМ.
После включения прибора в сеть начинают заряжаться через резисторы R5 и R7 конденсаторы С10 и С11 Контроллер DA1 заработает, как только напряжение на конденсаторах и, следовательно, между его выводами 8 и 6 достигнет 13 В (в случае снижения этого напряжения до 10,3 В он снова перейдет в нерабочее состояние с потреблением тока не более 90 мкА). Под действием импульса, вырабатываемого внутренним генератором пусковых импульсов (ГПИ) A3, на выходе триггера D2 будет установлен высокий логический уровень, а на выходе усилителя А6 (выв. 7 микросхемы) - напряжение, достаточное для открывания транзистора VT1. Через обмотку I трансформатора Т1 и открытый транзистор потечет линейно нарастающий ток.
Транзистор будет закрыт, как только триггер D2 перейдет в состояние с низким уровнем на выходе, а это случится в момент срабатывания компаратора А5, сравнивающего напряжение, снимаемое с резистора R13 - датчика тока транзистора VT1, с напряжением на выходе перемножителя А4. Так как ток в обмотке трансформатора, как и во всякой индуктивности, не может прекратиться мгновенно, после закрывания транзистора он потечет, спадая, через диод VD4, заряжая конденсатор С13 и питая нагрузку. В интервалах времени, когда транзистор VT1 открыт и ток через диод VD4 не течет, заряд, накопленный в конденсаторе С13, расходуется на питание нагрузки.
Спад тока в обмотке I трансформатора Т1 до нуля зафиксирует узел А1 (обнаружитель нулевого значения тока, ОНЗТ), для его работы на выв. 5 контроллера подано напряжение с обмотки II трансформатора. В этот момент триггер D2 вновь будет установлен в состояние с высоким уровнем на выходе, а транзистор VT1 открыт. Далее процесс повторяется периодически.
Участки графика тока обмотки I трансформатора Т1, изображенные на рис. 2 линиями розового цвета, соответствуют протеканию тока через транзистор VT1, а линиями голубого цвета - через диод VD4 На том же рисунке имеется временная диаграмма изменения напряжения U, на затворе коммутирующего транзистора. В реальнос¬ти отношение частоты коммутации к частоте входного напряжения значительно больше изображенного на рис. 2 Элементы преобразователя обычно выбирают так, что частота следования его импульсов не опускается ниже 40 кГц. Так как частота пусковых импульсов, генерируемых узлом А1, не превышает 13 кГц, на работу ККМ в установившемся режиме этот узел не влияет.
Напряжение на выходе перемножителя А4 пропорционально мгновенному значению напряжения Uвх, часть которого поступает на выв. 3 контроллера через делитель из резисторов R1-R3. В результате форма огибающей вершин импульсов тока, показанная на рис. 2 пунктиром, совпадает с формой входного напряжения. По такому же закону изменяется среднее значение потребляемого тока Icp, что и требуется для выполнения ККМ своей основной функции. Из графиков на рис. 2 следует (это можно показать и аналитически), что в рассматриваемом случае фиксирована длительность интервалов времени, соответствующих открытому состоянию транзистора VT1. Частота коммутации, изменяясь периодически с удвоенной частотой сетевого напряжения, зависит также от его амплитуды и от тока нагрузки. Индуктивность первичной обмотки трансформатора выбирают такой, чтобы частота следования импульсов тока не выходила за пределы 40. .200 кГц. Кроме того, магнитопровод трансформатора не должен насыщаться под действием импульса тока максимальной амплитуды (Ilmax) - в установившемся режиме приблизительно в три раза больше тока нагрузки ККМ
Фактически трансформатор Т1 использован как накопительный дроссель. Почти вся энергия, поступившая в его магнитное поле за время, когда коммутирующий транзистор открыт, поступает в нагрузку при закрытом тран зисторе. Лишь небольшая часть этой энергии с помощью вторичной обмотки ответвляется на формирование сигнала нулевого значения тока и на питание контроллера по цепи R6C8VD2VD3. Упомянутые выше резисторы R5 и R7 обеспечивают ток, достаточный лишь для запуска контроллера.
Стабилизация выходного напряжения ККМ (UВЫХ) достигается тем, что на второй вход перемножителя А4 контроллера поступает сигнал рассогласования, полученный в результате сравнения части выходного напряжения, снимаемого с резистивного делителя R14-R17, с формируемым внутри контроллера образцовым напряжением 2,5 В. В результате при
колебаниях тока нагрузки и амплитуды входного напряжения амплитуда огибающей импульсов тока изменяется таким образом, что выходное напряжение поддерживается равным заданному (400 В).
Усилитель сигнала рассогласования А2 охвачен цепью отрицательной обратной связи (ЦОС), схема и параметры которой выбирают так, чтобы была обеспечена динамическая устойчивость стабилизатора при достаточно быстрой реакции на дестабилизирующие факторы. В простейшем случае ЦОС - это просто конденсатор С9 (см. рис. 1). уменьшающий усиление сигнала рассогласования с повышением его частоты при достаточно большом коэффициенте передачи постоянной составляющей. Например, чтобы ослабить составляющую с частотой F в N раз, емкость конденсатора обратной связи должна быть равна
Например, при F = 100 Гц и N = 1000 требуется конденсатор емкостью приблизительно 1,6 мкФ.
Однако стабилизатор с простейшей ЦОС бывает склонен к возникновению автоколебаний из-за малого запаса по фазе на частоте единичного усиления. Если фазовый сдвиг на этой частоте достигает 180°, обратная связь из отрицательной превращается в положительную со всеми вытекающими неприятными последствиями.
Чтобы устранить это явление и обеспечить достаточный запас по фазе, последовательно с конденсатором обратной связи включают резистор. Именно такая ЦОС R7C8 показана на рис. 1 в качестве основной, а конденсатор С9 и требующийся в некоторых случаях резистор R9 изображены пунктиром В контроллере L6562 предусмотрена защита от превышения допустимого значения выходного напряжения. Принцип ее работы поясняет фрагмент схемы контроллера на рис. 3. Элементы А2, А4, А6, конденсатор С7 и резисторы R8, R14-R17 те же, что и на рис. 1. Имеются два вида защиты - статическая и динамическая. Первую обеспечивает компаратор А7. Он изменяет состояние, если напряжение на выходе усилителя А2 падает ниже 2,25 В, что соответствует превышению заданного выходного напряжения ККМ на 10 %. Сигнал с выхода компаратора через элемент ИЛИ D3 поступит на вход блокировки усилители А6, в результате чего транзистор VT1 (см. рис 1) будет немедленно закрыт и останется закрытым, пока за счет разрядки конденсатора С13 током нагрузки напряжение на выходе ККМ не упадет до допустимого уровня.
Динамическая защита предохраняет от скачков выходного напряжения, вызванных, например, резким сбросом нагрузки. Ее действие основано на том, что в установившемся режиме ток зарядки-разрядки конденсатора ЦОС (С7) и практически равный ему выходной ток усилителя А2 близки к нулю.
При резком изменении выходного напряжения приращение тока, текущего через резисторы R14 и R15, вызывает равное ему увеличение выходного тока усилителя, заряжающего конденсатор. Усилитель А2 имеет специальный выход контроля выходного тока, соединенный со входом компаратора А8. Если значение тока, втекающего в выв. 2 контроллера, превысит 37 мкА, будет включено так называемое "мягкое торможение" - ограничение длительности импульсов на выв. 7, приводящее к постепенному снижению выходного напряжения. Если же втекающий ток превысит 40 мкА, произойдет "резкое торможение" с полной блокировкой усилителя А6. Благодаря гистерезисным свойствам компаратора А8 нормальная работа будет восстановлена только после уменьшения втекающего тока до 10 мкА. Потребление тока контроллером по цепи питания, равное в рабочем режиме 4 мА, уменьшается до 1,4 мА при срабатывании защиты.
Кроме контроллера L6562, в описанный ККМ можно устанавливать аналогичные микросхемы других изготовителей, например. МС34262, IL34262. Диод VD4 должен быть быстродействующим с рабочей частотой не менее 200 кГц и способным выдерживать пиковые значения коммутируемого тока. Конденсаторы С1- С5 - пленочные или керамические на напряжение не менее 630 В. Дроссель L1 - ДФ90ПЦ или ДФ110ПЦ от телевизоров серий ЗУСЦТ-5УСЦТ.
Магнитопровод трансформатора Т1 - Ш6*6 из феррита М2000НМ1 со стандартным каркасом, все неиспользуемые выводы которого удалены. Обмотку I (73 витка) наматывают жгутом из десяти проводов ПЭВ-2 0,12 в четыре слоя, избегая сползания и проваливания витков верхнего слоя в нижний
У щечек каркаса. Каждый слой и обмотку в целом изолируют лакотканью или другим изоляционным материалом, способным выдержать импульсы амплитудой более 400 В. Измеренная индуктивность обмотки I готового трансформатора - 650 мкГн. Обмотка II - шесть витков провода ПЭВ-2 0,12, намотанных "вразрядку" по всей ширине каркаса.
Для создания в магнитопроводе немагнитного зазора подготавливают две вставки из стеклотекстолита толщиной 0,25 мм. Собирая трансформатор, их вставляют между торцами крайних стержней половин магнитопровода, после чего магнитопровод склеивают. На собранный трансформатор надевают экран - короткозамкнутый виток из полосы медной фольги шириной 10 мм. Это необходимо для снижения уровня излучаемых устройством помех. С общим проводом виток не соединяют.
Эксплуатация ККМ показала, что температура магнитопровода трансформатора Т1 достигает приблизительно 70 "С. Чтобы уменьшить нагрев, желательно вместо магнитопровода из феррита 2000НМ1 применить изготовленный из феррита 2500НМСI или аналогичного зарубежного. Также реко мендуется устанавливать в ККМ оксидные конденсаторы с максимальной рабочей температурой 105 °С.
И.П. Сидоров Ю.А.
внимание. Высокое напряжение, опасно для жизни.
Внимание при реализации приведенной схемы корректора коэффициента мощности необходимо иметь опыт работы с опасными для жизни напряжениями и соблюдать предельную осторожность.
в схеме действует опасное для жизни напряжение 400 вольт
В случае допущения ошибок при сборке, напряжение в схеме может достигать 1000 и более вольт.
В момент включения и проверки собранной схемы необходимо пользоваться защитными очками.
Принципиальная электрическая схема (исправленная) корректора коэффициента мощности показана на рис. 1.
рис. 1. корректор коэффициента мощности - схема. открыть в большом размере
Предыдущая схема - открыть в большом размере
На схеме цветными блоками отмечены функциональные узлы:
- Коричневый - фильтр помех;
- Синий - модуль мягкого старта (soft-start);
- Красный - внутренний источник питания;
- Зеленый - корректор коэффициента мощности;
- Голубой - модуль контроля рабочих параметров;
- Желтый - модуль включения вентилятора принудительного охлаждения.
На исправленном варианте схемы отмечено (доступно и в большом размере):
красный прямоугольником - новые элементы схемы;
зеленым овалом - новые точки подключения конденсаторов C3 и С4.
Фильтр помех защищает питающую сеть от помех генерируемых при коммутации ключевых транзисторов. Также фильтр защищает схему от помех питающей сети и всплесков напряжения в сети.
Модуль мягкого старта ограничивает потребления тока из питающеё сети в момент первичной зарядки выходных электролитических конденсаторов. Этот модуль генерирует инвертированный сигнал KKM_SUCCESS. При появление сигнала (так как сигнал инвертированный - момент при котором напряжение упадет ниже 1В) можно включить нагрузку подключенную к выходу корректора коэффициента мощности. В случае игнорирования этого сигнала некоторые элементы схемы могут выйти из строя.
Внутренний источник питания генерирует постоянное напряжение 15В (допустимы отклонения +/-2В). Это напряжение используется для питания внутренних схем ККМ.
Корректор коэффициента мощности - основная часть схемы. ККМ выполнен на контроллере ir1155s, рабочая частота в данной схеме 160кГц (допустимы отклонения +/-5кГц). Для усиления токов управления коммутирующих транзисторов используется одноканальный драйвер tc4420, драйвер обеспечивает силу тока управляющих сигналов до 6А.
Модуль контроля рабочих параметров контролирует уровень пониженного питающего напряжения; рабочую температуру ККМ, момент достижения номинального напряжения на выходе ККМ
Модуль включения вентилятора принудительного охлаждения выполняет включение вентиляторов при появлении соответствующего сигнала.
Таблицы номиналов элементов схемы ККМ .
При сборке корректора коэффициента мощности необходимо использовать только оригинальные комплектующие. В случае использования неоригинальных комплектующих (контрафактных, поддельных и прочее), ККМ работать не будет или будет работать не верно и пр.
Этап 1.
необходимо выполнить монтаж всех элементов за исключением:
R3 - варистор;
L3 - дроссель ККМ
C25.2-C25.4 - выходные электролитические конденсаторы, установить только один.
Монтажная плата спроектирована с учетом установки в корпус из радиаторного профиля. В этом случае стенки корпуса для элементов D1, D9, Q5, Q6 выполняют роль теплоотвода, а отведение тепла от дросселя L3 будет затруднено. Температура дросселя, в этом случае, служит индикатором нагрева всего устройства и поэтому терморезистор R40 устанавливается под дросселем.
В случае использования корпуса конструкции в которой роль теплоотвода для элементов D1, D9, Q5, Q6 будет использоваться радиатор - терморезистор R40 необходимо установить на поверхность радиатора. Необходимо обеспечить электроизоляцию корпуса радиатора и терморезистора.
Затем монтажную плату необходимо очистить от остатков флюса и других загрязнений.
Монтажная плата после этого этапа сборки будет выглядеть следующим образом
рис. 2. Верхняя часть монтажной платы ККМ.
На этой монтажной плате терморезистор и отводящий провод помещены в термоусадочную изоляцию. Так как терморезистор будет прикреплен к радиатору механическим способом, для повышения прочности электроизоляции он помещен в дополнительную термоусадочную изоляцию.
рис. 3. Нижняя часть монтажной платы ККМ.
К плате ККМ нужно подключить вентилятор 12В ток не более 0,2А.
ВНИМАНИЕ!!! В устройстве действует опасное для жизни напряжение 400 вольт.
Плату ККМ необходимо подключить к регулируемому источнику переменного напряжения 220В 50 Гц с ограничением силы тока 0,05 А.
После подачи питания, светодиод D8 должен светиться, напряжение на стабилитроне D5 должно быть в пределах 14-17 вольт. В случае отсутствия напряжения, необходимо проверить напряжение на конденсаторе С12 оно должно быть около 310 вольт. Если напряжение присутствует это означает неработоспособность дежурного источника питания. Частой причиной его неработоспособности является неверная сборка импульсного трансформатора T1.
Напряжение на выводе 4 микросхемы U1 (ir1155s) должно быть около 3,62 В, напряжение на выводе 6 около 3,75 В.
С помощью осциллографа необходимо проверить работу модуля ККМ. Для этого щуп осциллографа нужно подключить к выводу 6 или 7 микросхемы U3 (tc4420). Импульсы на выводе должны соответствовать следующему изображению.
рис. 4. График сигналов на выходе микросхемы драйвера tc4420.
Частота импульсов должна быть 160кГц (+/- 5кГц). Частота импульсов задается конденсатором С10. Увеличение емкости приводит к уменьшению частоты.
Амплитуда сигналов на выводах SG силовых транзисторов будет немного ниже, чем на выводе их драйвера (рис. 5).
рис. 5. График сигналов на выходах SG силовых транзисторов.
При этом график сигнала на резисторах Rg (R17, R18) будет следующим (рис. 6).
рис. 6. График сигнала на резисторах Rg (R17, R18).
Далее, контролируя сигналы на выводе драйвера, необходимо плавно уменьшать напряжение. При входном напряжении 150-155 вольт, генерация импульсов должна прекратиться. После прекращения генерации импульсов, входное напряжение необходимо плавно увеличивать, при входном напряжении 160-165 вольт, генерация импульсов должна возобновиться.
Продолжая плавно увеличивать напряжение, при достижении 270-280 вольт (АС) должны сработать реле (определить можно по их характерному звуку). Напряжение сигнала KKM_SUCCESS должно быть не более 1 вольта. Затем напряжение необходимо плавно уменьшать, при снижении напряжения до 250-260 вольт, реле должны выключиться, сигнал на выходе KKM_SUCCESS должен быть более 5 вольт.
Используя термофен, необходимо нагреть терморезистор, при достижении температуры 45-50 С° должен включиться вентилятор, при достижении температуры 75-85 С° генерация импульсов должна прекратиться. Во время остывания терморезистора последовательно должны возобновиться генерация импульсов и выключиться вентилятор.
Отключите питание.
ВНИМАНИЕ!!! после отключения питания в схеме некоторое время (несколько минут) будет сохраняться опасное для жизни напряжение.
Этап 3. Необходимо установить оставшиеся элементы схемы: R3, L3, C25.2-C25.4 и теплотвод для элементов D1, D9, Q5, Q6. На теплоотвод необходимо установить терморезистор обеспечив низкое тепловое сопротивление между ними. Также необходимо обеспечить низкое тепловое сопротивление между D1, D9, Q5, Q6 и радиатором. В случае затрудненной передачи тепла к радиатору эти элементы выйдут из строя.
Качество установки радиатора, с точки зрения теплоотведения, удобно проконтролировать с помощью тепловизора.
Теплоотвод нужно соединить с шиной Earth (на монтажной плате рядом с Y конденсаторами имеются необходимые для этого монтажные отверстия).
Крайне важно проверить электроизоляцию между шинами Earth и N или L (шины N-L используются для подачи электропитания). Напряжение пробоя электроизоляции должно быть не менее 1000 Вольт. Проверять напряжение пробоя изоляции свыше 1000 Вольт не следут. Эту процедуру можно выполнить с помощью специального прибора - тестера электроизоляции.
ВНИМАНИЕ!!!. В случае нарушения проверяемой электроизояции, при проверке некоторые элементы схемы могут выйти из строя.
Пример сборки корректора коэффициента мощности показан на следующих изображениях.
Этап 4. Подключите ККМ к питающий сети ограничив потребляемую силу тока 10А. После включения напряжение на выходе ККМ должно быть около 385-400 В. Также должен быть слышен звук включения реле. Подключите к выходу ККМ резистивную нагрузку 300 Ом. Напряжение на выходе ККМ должно остаться в техже пределах. PF должен быть не ниже 0,7.
Подключите ККМ к питающей сети без ограничителя тока. Увеличивая нагрузку до 2000 ватт PF должен также возрастать до значения не ниже 0,95. График PF в зависимости от нагрузки показан на рис. 7.
рис. 7. График зависимости PF от нагрузки.
Если значение PF не увеличивается до значения 0,95 при увеличении нагрузки это свидетельствует о некорректной работе ККМ. Вероятными причинами такой некорректной могут быть: резистивный датчик тока, дроссель, ошибки при изготовлении монтажной платы, контрафактные элементы D9, Q5, Q6, С18.1, C18.2, внутренний источник питания недостаточной мощности.
Осциллограммы потребляемых токов и выходных пульсаций.
В ходе нагрузочных тестов был определен КПД (рис. 8). Если принять во внимание погрешность измерительных приборов, вероятно, реальный КПД будет на 1-2% ниже. КПД был измерен при подключении ККМ к питающей сети с помощью двух дополнительных фильтров синфазных помех.
рис. 8. КПД корректора коэффициента мощности.
Данные для обоих графиков были получены при напряжениях питающей сети 200 и 240 вольт.
Этап 5. После всех проверок, разрядный резистор R23 можно удалить. Сборку и проверку ККМ на этом этапе можно считать завершенной.
Вопросы и предложения пишите на адрес электронной почты с пометкой ККМ или PFC.
Содержимое корзины
Включение в сеть переменного тока нелинейных нагрузок, например, светильников с газоразрядными лампами, управляемых электродвигателей, источников электропитания с емкостным фильтром и т.д. приводит к тому, что потребляемый этими устройствами ток имеет импульсный характер с высоким процентом содержания высоких гармоник, из-за которых могут возникать проблемы электромагнитной совместимости при работе различного оборудования. Коэффициент мощности при этом не превышает 0,7.
Стандартом VDE0712 были введены требования к потребителям электрической энергии по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности . Стоит отметить, что нормы распространялись только на осветительное оборудование мощностью более 25Вт. В 1982 году европейским стандартом IEC555 были введены более жесткие ограничения, и действие стандарта распространилось также и на системы электропитания мощностью более 165 Вт . В настоящее время стандарт МЭК IEC 1000-3-2 определяет нормы по гармоническим составляющим потребляемого тока и коэффициенту мощности для систем электропитания мощностью более 50 Вт и всех типов осветительного оборудования . Постепенное ужесточение требований к потребителям электрической энергии вызвало необходимость принятия специальных мер и подтолкнуло разработчиков оборудования к проработке различных вариантов схем, обеспечивающих повышение коэффициента мощности. В 80-х годах прошлого века за рубежом активно начали использоваться микросхемы разных фирм производителей, которые позволили создать простые корректоры коэффициента мощности для выпрямительных устройств и электронных балластов. В Советском Союзе, а позднее и в Российской Федерации подобных ограничений к потребителям электроэнергии не вводилось. Возможно, по этой причине, вопросам повышения коэффициента мощности не уделялось достаточного внимания в технической литературе, а элементная база для схем коррекции, например - микросхемы управления, уступали зарубежным аналогам. В последние годы ситуация несколько изменилась, во многом благодаря наличию импортных электронных компонентов, применение которых позволяет создавать схемы активных корректоров надежных в работе и недорогих по стоимости.
Как правило, на входе источника питания или электронного балласта установлен мостовой выпрямитель и фильтрующий конденсатор. Как видно на , ток из сети потребляется во время t1-t2, когда выпрямленное напряжение сети превышает напряжение на конденсаторе. Коэффициент мощности (отношение активной составляющей мощности к полной мощности) для схемы, представленной на , находится в пределах 0,5 - 0,7 и зависит от величины ёмкости конденсатора и сопротивления нагрузки . Увеличение мощности нагрузки приводит к возрастанию пульсации на конденсаторе фильтра, которая для электролитических конденсаторов не должна превышать допустимых значений, как правило, несколько вольт.
 |
Рис.1 Однофазный выпрямитель со сглаживающей емкостью (а),
с L-C фильтром (б);
форма напряжения и тока (в):
1 - напряжение на емкости, 2 - выпрямленное напряжение, 3 - ток нагрузки.
Использование LC-фильтра для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения, как показано на ,
можно назвать методом пассивной коррекции коэффициента мощности. Форма входного тока зависит от величины индуктивности дросселя и ёмкости
конденсатора фильтра. Так как частота питающей сети 50Гц элементы фильтра будут иметь большие размеры, что ухудшает массо-габаритные показатели
устройства. Коэффициент мощности при этом находится в пределах 0,7 - 0,85. Необходимо заметить, что применение индуктивности приводит к перенапряжениям,
возникающим на выходной ёмкости и на дросселе фильтра при скачкообразных изменениях тока нагрузки.
Методы активной коррекции коэффициента мощности можно условно разделить по частоте преобразования на низкочастотный и на высокочастотный .
 |
 |
| а) | б) |
Рис.4 Формы напряжения и тока в высокочастотных ККМ:
а) с переменной частотой коммутации,
б) с постоянной частотой коммутации.
В структурах однофазных источников бесперебойного питания переменного тока (UPS) широкое применение нашла полумостовая схема инвертора, содержащая в качестве одного из плечей два последовательно включенных конденсатора. Напряжение на каждом конденсаторе поддерживается стабильным в пределах ±400 В за счет высокочастотного ШИМ управления силового транзистора ККМ с постоянной частотой коммутации 10...20 кГц.
На приведены схемы высокочастотных ККМ с дифференциальным выходом. Схема на содержит один дроссель L1 и один силовой транзистор VT1 и используется в UPS с двойным преобразованием энергии мощностью до 2 - 3 кВА.
При мощностях более 3 кВА в качестве ККМ используются два однотактные повышающие преобразователи (бустеры) на силовых транзисторах VT1, VT2 (). Транзисторы управляются высокочастотными ШИМ сигналами независимо, каждый в соответствующий полупериод сетевого напряжения. Такая схема содержит два дросселя L1, L2 , однако за счет снижения количества силовых диодов снижаются потери мощности в ККМ.
Рис. 5 ККМ с дифференциальным выходом:
с одним дросселем (а),
с двумя дросселями (б).
Многие фирмы (Micro Linear, UNITRODE и другие) выпускают руководства по применению, включающие методики для расчета схем корректоров коэффициента мощности для конкретных микросхем, рекомендации по выбору компонентов и особенностям их использования. На российском рынке появляются новые контроллеры, позволяющие создавать более надежные и дешевые источники питания с высоким коэффициентом мощности. В качестве примера можно привести микросхемы, объединяющие в одном корпусе корректор и ШИМ-контроллер для получения законченного источника питания, микросхемы, управляющие силовыми транзисторами корректора и обеспечивающие "мягкое" переключение последних, что позволяет увеличить частоту преобразования до сотен килогерц . Более подробный обзор существующих контроллеров заслуживает отдельного рассмотрения.
Проблемы отбора мощности классическим выпрямителем
Основной проблемой классического выпрямителя с накопительным конденсатором, работающего от синусоидального или другого непрямоугольного напряжения, является тот факт, что отбор энергии от сети происходит только в те моменты времени, когда напряжение в ней больше, чем напряжение на накопительном конденсаторе. Действительно, конденсатор может заряжаться только если к нему приложено напряжение, большее чем то, до которого он уже заряжен.
Причем в те моменты, когда напряжение сети становится больше напряжения конденсатора, ток зарядки очень велик, а все остальное время он нулевой. Получается, что, например, для синусоидального напряжения питания, наблюдаются всплески тока при достижении напряжением амплитудных значений. Если Ваше устройство потребляет небольшую мощность, то это можно стерпеть. Но для нагрузки, скажем, 1 кВт 220В всплески тока могут достигать 100 А. Что совершенно неприемлемо.
Вашему вниманию подборки материалов: R7 - 10 Ом. R6 - 0.1 Ом. R4 - 300 кОм, R5 - 30 кОм. R3 - 100 кОм, C4 - 1 нФ. Эти элементы задают частоту работы ШИМ контроллера. Подбираем их так, чтобы частота составила 30 кГц. C3 - 0.05 мкФ. Это частотная коррекция цепи обратной связи. Если выходное напряжение начинает пульсировать или недостаточно быстро устанавливается при изменении тока нагрузки, то эту емкость надо подобрать. VD2 - HER208. C1 - 1000 мкФ. C2 - 4700 мкФ. VD1 - Стабилитрон 15 В. R1 - 300 кОм 0.5 Вт. VT1 - Высоковольтный транзистор на 400 вольт. Это схема запуска, через этот транзистор ток идет только в начале работы. После появления ЭДС на обмотке L2, транзистор закрывается. Так что рассеиваемая мощность на этом транзисторе невелика. D2 - интегральный стабилизатор напряжения (КРЕН) на 12В. D1 - Интегральный ШИМ контроллер. Подойдет 1156ЕУ3 или его импортный аналог UC3823 . Добавление от 27.02.2013 Иностранный производитель контроллеров Texas Instruments преподнес нам удивительно приятный сюрприз. Появились микросхемы UC3823A и UC3823B. У этих контроллеров функции выводов немного не такие, как у UC3823. В схемах для UC3823 они работать не будут. Вывод 11 теперь приобрел совсем другие функции. Чтобы в описанной схеме применить контроллеры с буквенными индексами A и B, нужно вдвое увеличить резистор R6, исключить резисторы R4 и R5, подвесить (никуда не подключать) ножку 11. Что касается российских аналогов, то нам читатели пишут, что в разных партиях микросхем разводка разная (что особенно приятно), хотя мы пока новой разводки не встречали. L1 - дроссель 2 мГн, рассчитанный на ток 3 А. Можно намотать на сердечнике Ш16х20 четырьмя проводами 0.5 мм, сложенными вместе, 130 витков, зазор 3 мм. L2 - 8 витков провода 0.2 мм. Выходное напряжение формируется на конденсаторе C5. Комментарий: В параметрах дросселя была ошибка, на которую нам указали читатели. Теперь она исправлена. Кроме того, для повышения стабильности работы схемы может быть полезно ограничить максимальное время открытия силового полевого транзистора. Для этого устанавливаем подстроечный резистор между 16 ножкой микросхемы и минусовым проводом питания, а движок соединяем с ножкой 8. (Как, например, на этой схеме .) Подстраивая этот резистор, можно регулировать максимальную скважность импульсов от ШИМ-контроллера. К сожалению в статьях периодически встречаются ошибки, они исправляются, статьи дополняются, развиваются, готовятся новые. Подпишитесь, на новости , чтобы быть в курсе. Если что-то непонятно, обязательно спросите! Здравствуйте! Можно ли обмотку l2 дополнительно использовать для питания: драйв еров ir2101 и гальванически связанного с ними контроллера инвертора трехфазного асинхронного двигателя. Питание драйверов верхних ключей бутстрепное. С уважением, Борис Полумостовой импульсный стабилизированный преобразователь напряжения, ... ШИМ, PWM контроллер. Усилитель ошибки. Частота. Инвертирующий, неинвер... устройство для резервного, аварийного, запасного питания котла, циркул... Режим непрерывного / прерывного (прерывистого) тока через катушку инду... Составной транзистор. Схемы Дарлингтона, Шиклаи. Расчет, применение... |
Применение способа общей коррекции коэффициента мощности для бытовых и промышленных нагрузок приводит к уменьшению гармонических искажений без необходимости установки дорогостоящих корректоров коэффициента мощности в каждом потребительском устройстве.
При выпрямлении синусоидального переменного тока с емкостной фильтрацией от источника потребляются импульсы тока большой амплитуды. Значения пиков тока могут достигать 600% тока, потребляемого линейной активной нагрузкой той же мощности. Выпрямители с емкостным фильтром, используемые в сетевых источниках питания, является причиной прерываний тока. Ток протекает, только если напряжение переменного тока превышает постоянное напряжение на конденсаторе. Интервал, когда ток заряжает конденсатор, определяет угол прохождения тока выпрямителя. Этот угол или коэффициент мощности нагрузки зависит от импеданса источника, величины ёмкости, а также от величины нагрузки преобразователя. При малой нагрузке угол прохождения тока может иметь величину всего лишь несколько градусов, а при полной нагрузке этот угол будет больше. Но даже при больших нагрузках ток не является непрерывным, он имеет форму коротких импульсов с относительно большой амплитудой и содержит много высших гармоник.
Поэтому обычное выпрямление переменного тока, которое применяется во входных схемах большинства блоков питания электронного оборудования, подключенного к сети, представляет собой очень нерациональное решение, создающее много проблем. При высоких уровнях мощности (от 200 до 500 Вт и выше) эти проблемы становятся ещё более серьёзными.
Описанные пики тока являются причиной сильных искажений напряжения сети и дополнительных потерь. Также при этом генерируется широкий спектр гармоник, которые могут создавать помехи для другого оборудования. Из-за искажения формы тока коэффициент мощности падает до величины порядка 0,45. Кабельная сеть, сама установка, трансформаторы – всё должно проектироваться с учётом пиковых значений тока. Большие падения напряжения, обусловленные искажениями, должны компенсироваться.
Пики тока являются причиной излучаемых помех. Излучаемые помехи, возникающие из-за высокочастотной коммутации импульсных преобразователей, хорошо известны и устраняются с помощью специальных фильтров, которые устанавливаются во все подобные устройства. Импульсы прерывающегося тока, возникающие при заряде емкости источника питания, являются иным видом помех. Они могут влиять на работу чувствительного оборудования, связанного с сетью переменного тока.
Имеются два вида такого влияния. Во-первых, импульсы тока большой амплитуды генерируют электромагнитные поля, достаточно сильные, чтобы влиять на чувствительные усилители. Во-вторых, так как сеть переменного тока имеет ненулевой импеданс источника, большие пики тока становятся причиной "срезания" вершин синусоиды напряжения. Эта ситуация наглядно представлена на рис. 1. Разложение соответствующей кривой в ряд Фурье показывает, что данный факт значительно снижает коэффициент мощности.
Такие искажения напряжения могут отрицательно влиять на устройства, работа которых зависит от синусоидальности переменного тока. Если к сети с искажениями подключено более одного устройства, проблема усугубляется, потому что входные конденсаторы каждого из источников питания заряжаются во время одного и того же пика синусоиды напряжения.
Влияние низкого коэффициента мощности и гармоник, генерируемых выпрямителями с емкостным фильтром, является проблемой уже длительное время. Такие гармоники должны подавляться, поэтому был разработан и принят стандарт МЭК 61 000-3-2. Изучение этого стандарта показывает, что следование ему приводит к снижению уровня гармоник, генерируемых оборудованием, но стандарт не требует полного подавления искажений или повышения коэффициента мощности. Таким образом, сеть с ограниченным уровнем искажений соответствует стандарту и без полного подавления гармоник или повышения до единицы коэффициента мощности источников питания. На практике при увеличении количества оборудования, подключаемого к сети, суммарный ток гармоник может возрасти.
Для смягчения проблем, описанных выше, всё чаще используются схемы коррекции коэффициента мощности. Такие схемы, однако, увеличивают затраты, поэтому альтернативным решением может быть общая схема коррекции коэффициента мощности. На рис. 2 приведены формы токов при одинаковой мощности нагрузки, подключенной к схеме выпрямителя с емкостной фильтрацией со схемой активной коррекции коэффициента мощности и без неё.
Методы коррекции коэффициента мощности
Основной причиной низкого коэффициента мощности и циркуляции больших токов, создаваемых импульсными источниками питания, являются пульсации тока заряда входного фильтра. Поэтому решение заключается во введении элементов для увеличения угла прохождения тока выпрямителя. Имеется много путей решения этой задачи:
- пассивная и активная коррекция коэффициента мощности,
- пассивная или активная фильтрация гармоник в сети
- принятие несинусоидальности напряжения/тока в системе в качестве нормы.
Наиболее популярными являются применение схем пассивной и высокочастотной активной коррекции коэффициента мощности. Ниже рассмотрим краткий обзор пассивной коррекции и подробно разберем активную коррекцию коэффициента мощности.
Пассивная коррекция коэффициента мощности
Пассивная коррекция коэффициента мощности сводится к использованию индуктивности во входной цепи, то есть так называемого индуктивного входного фильтра. Если величина индуктивности достаточно велика, она запасает достаточно энергии для поддержания выпрямителя в проводящем состоянии в течение всего полупериода и уменьшает гармонические искажения, возникающие из-за прерывания тока через выпрямитель. На практике, пассивная коррекция коэффициента мощности уменьшает токи гармоник и существенно повышает коэффициент мощности, но не решает проблему полностью. На рис. 3а показана упрощенная схема пассивной коррекции коэффициента мощности, а на рис. 3b – типовые формы входных напряжения и тока. Схема обеспечивает более низкие искажения по сравнению со схемой без коррекции, но имеет более высокое потребление реактивной мощности на частоте сети. Таким образом, происходит переход от коэффициента мощности для всего спектра гармоник к коэффициенту мощности на частоте основной гармоники.
Активная коррекция коэффициента мощности
При активной высокочастотной коррекции коэффициента мощности нагрузка ведёт себя подобно активному сопротивлению, при этом её коэффициент мощности близок к единице, а величины генерируемых гармоник ничтожны. Форма входного тока подобна показанной на рис. 2. При этом обеспечиваются все преимущества импульсного преобразования (небольшие размеры и масса). Могут использоваться различные конфигурации, включая повышающий и понижающий преобразователи. Здесь описывается повышающий преобразователь по причине его относительной простоты и популярности.
На рис. 4 показана упрощенная схема активной коррекции коэффициента мощности. Как следует из названия повышающего преобразователя, его выходное напряжение выше входного. При этом увеличивается количество энергии, запасаемой в конденсаторе фильтра (C 0), рис. 4. Повышающий преобразователь может обеспечить относительно стабильные выходные параметры в широком диапазоне входных напряжений. Он вырабатывает высокое напряжение на выходном конденсаторе независимо от изменений входного напряжения. Таким образом, время удержания напряжения становится независимым от напряжения сети. Это также делает оборудование менее восприимчивым к просадкам напряжения.
Схема контролирует форму выпрямленного двухполупериодным выпрямителем входного напряжения, среднюю величину входного напряжения и выходное напряжение (V0). На основании этих трёх сигналов осуществляется модулирование формы среднего входного тока в соответствии с выпрямленным напряжением сети и одновременно регулируется выходное напряжение при изменениях напряжения сети и величины нагрузки. Для обеспечения коррекции коэффициента мощности форма входного тока повышающего регулятора приводится в соответствие с формой входного напряжения путём управления ключом MOSFET (Q). Для управления входным током может использоваться или режим управления пиками тока, или режим управления средним значением тока. Для считывания значений тока может применяться много способов. Как показано на рис. 4, для этого может даже использоваться резистор (Rs).
Эта схема управления коэффициентом мощности управляет током через повышающий дроссель (Ip) посредством модуляции ширины импульсов. Рабочая частота выбирается достаточно высокой, чтобы поддерживать непрерывный ток через дроссель, при этом дроссель становится регулируемым источником тока. При использовании выпрямленного напряжения источника и формы тока в качестве опорных сигналов ток через дроссель, который является током, потребляемым от источника, становится синусоидальными и совпадает по фазе с напряжением источника, при этом поддерживается высокий коэффициент мощности. Контур стабилизации напряжения преобразователя управляет током через повышающий дроссель. Поэтому ток, потребляемый от источника, определяется необходимостью поддержания постоянным напряжения (примерно 390 В) на конденсаторе фильтра (V0) при изменении входного напряжения переменного тока, нагрузки постоянного тока, заданного значения и т.п.
Специфические аспекты проблемы
Обычно маломощное оборудование, которое подключается к сети в офисах и жилых помещениях, включает в себя люминесцентные лампы, лампы накаливания, небольшие электродвигатели, компьютеры, оконечные компьютерные устройства, принтеры, телевизоры и т.п. Маломощное электронное оборудование, построенное по традиционным схемам, потребляет пульсирующие несинусоидальные пики тока, о которых шла речь выше. Хотя номинальная мощность таких устройств редко превышает 200 Вт, их совокупный эффект может быть очень значительным. С другой стороны, люминесцентные лампы, лампы накаливания и электродвигатели потребляют синусоидальный ток, и любое отклонение коэффициента мощности от единицы может быть скорректировано с помощью шунтирующего конденсатора. Все современные люминесцентные лампы с электронным балластом содержат схему активной коррекции коэффициента мощности. Поэтому предмет нашего рассмотрения ограничивается электронным оборудованием, которое включает в себя компьютеры, компьютерные оконечные устройства, принтеры, телевизоры и т.п.
Чтобы смягчить проблему, ЕС приняло с января 2001 г. стандарт МЭК 61000-3-2. К сожалению, в настоящее время большинство производителей источников питания считают наиболее простым и экономичным способом добиться соответствия стандарту установку небольшого последовательного дросселя во входной цепи. Этот дроссель изменяет форму входного тока, что позволяет заменить более жесткие ограничения класса D стандарта МЭК 61 000-3-2 на менее жесткие ограничения класса А. Такой способ добиться соответствия стандарту не учитывает оригинальную идею стандарта. Конечно, дроссель формально снижает величину гармоник тока, генерируемых оборудованием, но не решает проблему в целом. Можно сказать, дроссель улучшает ситуацию в индивидуальном случае.
Однако рассмотрим ситуацию, когда к сети подключены тысячи таких устройств. Если каждое из устройств имеет пониженные искажения, суммарный ток также искажён меньше. Конечно, при этом также существует предел количества устройств, которые можно подключить без чрезмерных искажений, но этот предел выше, чем для устройств без дросселя. Токи гармоник, которые циркулируют между такими нагрузками и генератором через линии электропередачи, будут значительными. Поэтому дроссели, устанавливаемые в каждом устройстве, решают проблему соответствия стандарту для их производителя, но на глобальном уровне проблема далека от решения.
В настоящее время единственным решением проблемы является встраивание схемы активной коррекции коэффициента мощности в каждое устройство. Однако это увеличивает стоимость и уменьшает показатели надёжности оборудования в связи с добавлением компонентов схемы активной коррекции коэффициента мощности. В большинстве случаев, использование дополнительной схемы активной коррекции коэффициента мощности в маломощном оборудования невозможно по экономическим причинам.
Схема общей коррекции коэффициента мощности
Перед рассмотрением схемы общей коррекции коэффициента мощности попытаемся понять принцип работы типовой схемы корректора коэффициента мощности маломощного электронного устройства. Внутренние схемы таких устройств не питаются непосредственно от выпрямленного напряжения, полученного от сети электроснабжения. Встроенный преобразователь постоянного тока преобразует выпрямленное высокое напряжение сети электропитания в низкое напряжение, к примеру, 5 В или 12 В, используемое для питания внутренних полупроводниковых схем устройства.
На рис. 3а приведена упрощенная схема типовой входной цепи маломощного электронного устройства. Нагрузкой является преобразователь постоянного напряжения, о котором говорилось выше. Напряжение сети выпрямляется, чтобы получить нерегулируемое высокое напряжение на конденсаторе фильтра (C 0). Токи гармоник, возникающие при заряде этого конденсатора, гасятся последовательным дросселем (L). При этом достигается пассивная коррекция коэффициента мощности. При стандартных колебаниях напряжения линии в пределах 230 В ± 10% преобразователь должен быть рассчитан на колебания напряжения в пределах 230 В ± 20%. Таким образом, постоянное напряжение на конденсаторе фильтра будет меняться в пределах от Vin (min) до Vin (max):
Таким образом, последующий преобразователь постоянного тока должен иметь диапазон регулирования от 260 до 390 В. Кроме того, устройство будет работать с любой полярностью источника питания постоянного тока при условии, что его выходное напряжение находится в пределах от 260 до 390 В, благодаря наличию на входе мостового выпрямителя. При работе на постоянном токе дроссель пассивной коррекции коэффициента мощности не имеет никаких функций. Работа на постоянном токе, естественно, не приводит к появлению токов гармоник на входе. Таким образом, мы можем заключить, что маломощное оборудование может также работать от напряжения постоянного тока величиной около 390 В.
Этот факт использует схема общей коррекции коэффициента мощности, представленная в данной статье. Использование постоянного тока имеет и другие преимущества. Предлагаемая схема подробно рассматривается ниже.
Схема общей коррекции коэффициента мощности предполагает, что все маломощные электронные устройства работают от сети или шины постоянного тока. При отсутствии ограничений по полярности входного постоянного напряжения такого оборудования на практике можно подключать любое количеств устройств, которое может питать источник напряжения постоянного тока. На рис. 5 показана упрощенная схема, на которой вместе соединены 30 маломощных электронных устройств. Проводные соединения между источником напряжения постоянного тока и нагрузками являются причиной падения напряжения. Как говорилось выше, напряжение в системе постоянного тока низкого напряжения должно быть в пределах от 260 до 390 В.
Единственным ограничением этой схемы является проблема выбора входного выключателя каждого устройства. Это вопрос безопасности. При этом необходимо учитывать, что такие выключатели должны быть рассчитаны на работу при напряжении 390 В постоянного тока. Величина входного тока существенно уменьшается при работе на напряжении 390 В постоянного тока, поэтому выключатель может быть рассчитан на меньший ток. Таким образом, переход на постоянный ток сильно не изменит стоимость этого выключателя. Кроме того, такие устройства часто подключаются через ИБП, в этом случае нет необходимости в дополнительной проводке.
Номинальная мощность источника напряжения постоянного тока определяется номинальной мощностью каждого устройства и количеством устройств, которые должны питаться от него. При этом необходимо выбрать источник питания для этого источника напряжения. Это могут быть аккумуляторные батареи или другой преобразователь переменного тока в постоянный, который генерирует гармоники, если не имеет схему активной коррекции коэффициента мощности на входе. На рис. 6 показана упрощенная структурная схема предлагаемого устройства. Маломощное электронное оборудование питается от источника напряжения постоянного тока со схемой активной коррекции коэффициента мощности на входе. Входное напряжение переменного тока выпрямляется, и схема активной коррекции коэффициента мощности вырабатывает регулируемое напряжение постоянного тока 390 В.
Номинальная мощность схемы активной коррекции коэффициента мощности определяется типономиналом и количеством конечного оборудования. Стоит отметить, что в настоящее время считается практичным строить схемы активной коррекции коэффициента мощности, имеющие мощность порядка 6 кВт. К выходному напряжению постоянного тока могут быть подключены маломощные электронные устройства: компьютеры, оконечные компьютерные устройства, принтеры, телевизоры и т.п. Исходя из того, что типовая мощность компьютера с монитором составляет около 200 Вт, система коррекции коэффициента мощности в 6 кВт может питать порядка 30 компьютерных систем. Таким образом, мы имеем схему коррекции коэффициента мощности, которая питает 30 компьютерных систем с незначительными токами гармоник и единичным коэффициентом мощности.
Экспериментальные результаты
Чтобы добиться лучшего понимания работы схемы, приведённой выше, было выполнено моделирование в P-Spice. Его результаты были сопоставлены с результатами, полученными на опытном образце на 600 Вт предлагаемой схемы коррекции коэффициента мощности, построенной нами. Система активной коррекции коэффициента мощности имеет единичный коэффициент мощности и поэтому представляет собой активную нагрузку мощностью 600 Вт. На рис. 7а показана схема, использованная для моделирования активной коррекции коэффициента мощности. На рис. 7b приведена схема моделирования трёх параллельно соединённых компьютерных нагрузок на 200 Вт. Эти нагрузки моделировались как импульсные источники питания (ИИП) с постоянной мощностью 200 Вт, имеющие пассивную коррекцию коэффициента мощности. Их внутренняя схема подобна схеме рис. 3а.
Результаты моделирования входных токов и их гармоник трёх компьютеров с мощностью 200 Вт в сравнении с активной нагрузкой с мощностью 600 Вт и единичным коэффициентом мощности показаны на рис. 7с и 7 d. Большая разница величин тока основной гармоники схем пассивной и активной коррекции коэффициента мощности, нагруженных на 600 Вт, наблюдается из-за того, что схема пассивной коррекции коэффициента мощности потребляет прерывающийся несинусоидальный ток, с большим содержанием гармоник, и работает с низким коэффициентом мощности.
Осциллограмма рис. 8а показывает результаты измерений, сделанных на трёх компьютерах с мощностью 200 Вт, включенных параллельно. Все эти компьютеры имеют встроенные схемы пассивной коррекции коэффициента мощности. Канал 1 показывает форму входного напряжения, канал 2 – ток, потребляемый этими тремя компьютерами с постоянной мощностью 200 Вт без схемы общей коррекции коэффициента мощности. Следует обратить внимание, что напряжение переменного тока имеет несколько приплюснутую форму на вершинах синусоиды. Как уже говорилось, причиной этого является наличие нескольких маломощных электронных устройств, подключенных к сети. Измеренное значение КГИ напряжения составило около 4% в схеме с центральной коррекцией коэффициента мощности и в схеме с активной коррекции коэффициента мощности.
Осциллограмма рис. 8b показывает результаты измерений, сделанных на опытном образце мощностью 600 Вт предлагаемой схемы активной коррекции коэффициента мощности, подключенном к сети. Результаты измерений соответствуют результатам моделирования. Канал 1 показывает форму входного напряжения, канал 2 – форму тока, потребляемого схемой общей коррекции коэффициента мощности с подключенными к ней тремя постоянными нагрузками в виде импульсных источников питания с мощностью 200 Вт.
Преимущества предлагаемой схемы
Предлагаемая схема коррекции коэффициента мощности имеет несколько прямых и косвенных преимуществ. Экономические выгоды, обсуждаемые ниже, делают эту схему привлекательной для применения в промышленности. Другие преимущества системы вытекают из этого.
Экономические преимущества
Оценим экономические преимущества, которые можно получить при использовании предлагаемой схемы. Для этого мы определим примерные общие затраты, необходимые для внедрения активной коррекции коэффициента мощности в 30 отдельных компьютерных систем с номинальной мощностью 200 Вт и сравним с затратами на схему общей коррекции коэффициента мощности на 6 кВт.
Схема предназначена для работы при изменении напряжения линии в пределах 230 В ± 20% и подобна схеме рис. 4. На рисунке не показаны фильтры синфазных и дифференциальных помех, которые необходимы для соответствия требованиям ЭМС. Стоимость фильтра электромагнитных помех для схемы коррекции коэффициента мощности на 200 Вт оценивается в $1,5, а для схемы коррекции коэффициента мощности на 6 кВт – в $10.
При встраивании активной коррекции коэффициента мощности в каждую компьютерную систему мы не будем учитывать расходы на входной мостовой выпрямитель (BR1) и конденсатор фильтра (C о), так как компьютерам с пассивной коррекцией коэффициента мощности также нужны эти компоненты. Для схемы коррекции коэффициента мощности на 6 кВт необходимо учитывать стоимость входного моста (BR1) и выходного конденсатора (C 0). Так как мост должен питать нагрузку 6 кВт при минимальном напряжении сети Vin(min) = 184 В, его номинальный ток I br определяется выражением, приведённым ниже. Номинальное напряжение мостового выпрямителя должно быть не менее 400 В.
Поэтому выбранный мостовой выпрямитель 35 A/1200 В типа GBPC3512W фирмы International Rectifier вполне подходит для данной цели. В качестве конденсатора выходного фильтра выбрано параллельное соединение двух конденсаторов 3300 мкФ/400 В. Это соответствует требованию, предъявляемому к значению ёмкости конденсатора фильтра (1 мкФ/Вт). В качестве схемы управления предполагается использование микросхемы коррекции коэффициента мощности для промышленных применений UC3854AN фирмы Texas Instruments.
Максимальное значение тока (I p) через повышающий дроссель (L) или транзистор MOSFET (Q) зависит от минимального действующего значения входного напряжения Vin(min), максимальной выходной мощности (Pin) и тока пульсаций (ΔI) дросселя. Принимая значение пульсаций равным 20%, мы можем определить максимальное значение тока (I p), как показано ниже. Выбор меньшего значения пульсаций приводит к увеличению размеров дросселя, а при большем значении пульсаций уменьшение размеров дросселя компенсируется увеличением высокочастотных потерь в нём. Эти повышенные потери в свою очередь требуют увеличения размеров дросселя для охлаждения и обеспечения возможности применения многожильного обмоточного провода. Повышенный ток пульсаций также приводит к увеличению потерь в транзисторе MOSFET из-за увеличения тока через него и через дроссель:
При Vin(min) = 184 В значения I p для схем на 200 Вт и 6 кВт равны соответственно 1,8 А и 54,6 А.
При установке выходного напряжения равным 390 В номинальный ток, на который должен быть рассчитан Q, равен соответственно 1,8 А и 54,6 А при номинальном напряжении не менее 400 В. Для схемы на 200 Вт будет достаточным применение одного транзистора MOSFET типа IRFP450, а для преобразователя на 6 кВт будет необходимым применение четырёх параллельно соединённых транзистора MOSFET типа SPW47N60C3. Коэффициент заполнения (Dm) является максимальным при минимальном напряжении сети, его значение, используемое для определения индуктивности:
Принимая рабочую частоту повышающего преобразователя равной 100 кГц, в соответствии с указаниями по применению микросхемы коррекции коэффициента мощности UC3854AN фирмы Texas Instruments:
При Vin(min) = 184 В значения L для схем на 200 Вт и 6 кВт равны соответственно 2,8 мГн и 93 мкГн.
Выбранный дроссель должен иметь индуктивность, равную расчётной, и быть способным проводить постоянный ток соответственно 1,8 А и 54,6 А без насыщения. Необходимые 2,8 мГн можно получить, применив ферритовый сердечник типа EPCOS ETD44-N27 с необходимым воздушным зазором. Индуктивность 93 мкГн можно получить, используя 5 сложенных вместе сердечников типа EE70/33/32-N27 фирмы EPCOS с необходимым воздушным зазором. Стоит отметить, что для схемы пассивной коррекции коэффициента мощности с номинальной мощностью 200 Вт величина индуктивности, необходимая для обеспечения соответствия требованиям стандарта МЭК 61 000-3-2, класс А должна быть равна примерно 80 мГн.
В качестве диода (D) повышающего преобразователя нужно применять диод со сверхбыстрым восстановлением, чтобы потери в транзисторе MOSFET и диоде из-за обратного восстановления не снижали к.п.д. схемы коррекции коэффициента мощности. Номинальное напряжение диода должно быть не менее 400 В, а номинальный ток ID определяется по формуле:
При V о = 390 В значение I D для схемы на 200 Вт составляет 0,75 А, а для схемы на 6 кВт – 22,6 А. Для схемы на 200 Вт можно выбрать диод типа MUR860 фирмы ON Semiconductors, для преобразователя на 6 кВт нужен диод 30EPH06 фирмы International Rectifier.
Таблица № 1. Стоимость компонентов для ККМ 200 Вт и 6 кВт
| Обозначение | ККМ 200 Вт | ККМ 6 кВт | ||
|---|---|---|---|---|
| Компонент | Стоимость в $ | Компонент | Стоимость в $ | |
| BR1 | - | - | GBPC3512W | 2,30 |
| C n | 1 мкФ/250 В пер. тока |
0,36 | 4,7 мкФ/250 В пер. тока |
0,76 |
| L | 2,8 мГн | 3,60 | 93 мкГн | 28,60 |
| Q | IRFP450 | 1,59 | 4 х SPW4760C3 | 12,52 |
| D | MUR860 | 1,34 | 30EPH06 | 1,54 |
| C o | - | - | 3300 мкФ/400 В | 22,60 |
| U1 | Схема управления | 6,86 | Схема управления | 6,86 |
| - | Фильтр ЭМП | 1,5 | Фильтр ЭМП | 10,00 |
| Стоимость ККМ 200 Вт | 15,25 | Стоимость ККМ 6 кВт | 85,18 | |
Cn предназначен для фильтрации высокочастотных коммутационных пульсаций повышающего преобразователя, его типовое значение составляет 1 мкФ/250 В перем. тока и 4,7 мкФ/250 В перем. тока соответственно для преобразователя на 200 Вт и 6 кВт.
Общая стоимость выбранных выше силовых компонентов, необходимых для установки схемы ККМ на 200 Вт и 6 кВт, приведена в Таблице № 1. Приводится стоимость для партии 1000 шт., данные основаны на изучении прайс-листов различных мировых дистрибьюторов.
Для обеспечения работы 30 компьютерных систем со схемой активной коррекции коэффициента мощности необходимы затраты не менее $457,5 (30 x $15,25). Расходы, связанные с хранением, сборкой и т.п., вероятно намного превышают эту сумму. Это относится как к приобретению готового оборудования с коррекцией коэффициента мощности, так и к доработке существующего. С другой стороны, стоимость системы коррекции коэффициента мощности, которая может питать 30 имеющихся компьютеров, составит лишь $85,18. Таким образом, предлагаемая схема может быть намного дешевле, чем применение активной коррекции коэффициента мощности в каждом компьютере.
Встроенный источник бесперебойного питания (ИБП)
Предлагаемая схема общей коррекции коэффициента мощности также имеет встроенный источник бесперебойного питания с низкой стоимостью. Стоимость аккумуляторных батарей не учитывается, так как любой ИБП имеет батареи, величина ёмкости которых будет определяться необходимым количеством запасаемой энергии. На рис. 9 показана упрощенная структурная схема встроенного источника бесперебойного питания.
Схема активной коррекции коэффициента мощности 6 кВт вырабатывает требуемое напряжение 390 В постоянного тока для питания подключенных компьютерных систем. Как было показано ранее, эти компьютерные системы нормально работают при напряжении до 260 В. Поэтому подключение к выходу системы активной коррекции коэффициента мощности через диод батареи последовательно соединённых 26 свинцово-кислотных аккумуляторов превращает систему коррекции коэффициента мощности 6 кВт в ИБП. Напряжение на аноде диода будет меняться от напряжения разряженной батареи (273 В) до напряжения холостого хода (360 В). Так как это напряжение меньше выходного напряжения системы коррекции коэффициента мощности, диод всегда смещён в обратном направлении. При отключении входного напряжения сети переменного тока или выходе его величины за заданные пределы диод автоматически откроется, и подключенные компьютерные системы будут продолжать работать от аккумуляторных батарей.
Таким образом, это устройство представляет собой источник бесперебойного питания с нулевым временем переключения. Заряд батарей осуществляется от отдельного зарядного устройства, подключенного к выходу системы коррекции коэффициента мощности. Зарядное устройство независимо контролирует входное напряжение сети переменного тока и отключается при пропадании входного напряжения или выходе его величины за заданные пределы. Таким образом, если не учитывать стоимость аккумуляторных батарей, мы имеем настоящую систему бесперебойного питания при низких затратах.
Повышение надёжности всей системы
Предлагаемая схема коррекции коэффициента мощности позволяет уменьшить общее число компонентов, используемых во всей системе. Встраивание активного корректора коэффициента мощности в каждую отдельную компьютерную систему потребует по крайней мере в 30 раз больше компонентов по сравнению с одной схемой на 6 кВт. При таком сокращении числа компонентов надёжность системы и среднее время ремонта, естественно, очень сильно улучшатся. Кроме того, аккумуляторная батарея обеспечивает резервное питание для критических нагрузок, это может быть использовано во время ремонта. Также для повышения надёжности дополнительную схему коррекции коэффициента мощности можно подключать параллельно существующей схеме через схему автоматического ввода резерва. Такая дополнительная схема также дешевле, чем отдельные схемы коррекции коэффициента мощности для каждой нагрузки.
Универсальная работа в различных сетях
Все схемы коррекции коэффициента мощности могут работать во всём диапазоне распространённых в мире напряжений сети переменного тока от 90 до 264 В. Однако для работы при напряжении 90 В параметры компонентов схемы активной коррекции коэффициента мощности должны быть выбраны соответственно. Это, естественно, увеличивает стоимость. Однако если схема общей коррекции коэффициента мощности предназначена для работы при напряжении 90 В, все подключенные компьютеры, предназначенные для работы от напряжения 230 В будут автоматически работать во всём диапазоне распространённых в мире напряжений сети переменного тока от 90 до 264 В.
Мы рассмотрели схему общей коррекции коэффициента мощности. Проанализировали недостатки пассивной схемы коррекции коэффициента мощности, которая применяется для обеспечения соответствия обязательным требованиям стандарта МЭК 61 000-3-2. Исследовали стоимость и другие преимущества схемы общей коррекции коэффициента мощности по сравнению с имеющимися индивидуальными активными и пассивными схемами. Также обратили внимание на другие преимущества схемы общей центральной коррекции коэффициента мощности, которые связаны с повышением надёжности, наличием встроенного источника бесперебойного питания, возможностью работать в распространённых в мире сетях с любыми нагрузками.
Поэтому можно заключить, что предназначенное для бытового и офисного применение устройство постоянного тока напряжением 390 В имеет много преимуществ, которые перевешивают имеющиеся трудности, связанные с применением систем постоянного тока.
